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瑞彩祥云

作者:Eamon Nash和Eberhard Brunner時間:2019-09-18來源:電子産品世界收藏

定向耦合器用于檢測,應用广泛,可以出现在信号链中的多个位置。本文探讨ADI公司的新器件ADL5920,其将基于宽带定向耦合器与两个RMS响应检测器集成在一个5 mm×5 mm表贴封裝中。相比于要在尺寸和带宽之间艰难取舍的传统分立式定向耦合器,该器件具有明显的优势,尤其是在1 GHz以下的频率。

本文引用地址:/article/201909/404973.htm

在線損耗通常利用定向耦合器和檢波器來實現。

圖1中,雙向耦合器用于無線電或測試應用中,以監測發射和反射的功率。有時希望將功率监测嵌入電路中,一个很好的例子是将两个或更多信号源切换到发射路径(使用RF开关或外部电缆)。

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圖1.RF信號鏈中的正向和反射功率。

定向耦合器具有方向性这一重要特性,也就是它能区分入射和反射RF功率。当入射RF信号在通往负载的路程中经过正向路径耦合器(图2)时,耦合一小部分RF功率(通常是比入射信号低10 dB至20 dB的信号),输入RF检波器。当正向功率和反射功率均要測量时,须再使用一个耦合器,其方向与正向路径耦合器相反。两个检波器的輸出电压信号将与正向和反向RF功率水平成比例。

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图2.采用定向耦合器和RF检波器的典型RF功率測量系统

表贴定向耦合器的基本问题是须在带宽和尺寸之间进行取舍。虽然频率覆盖范围为一个倍频程(即FMAX等于两倍FMIN)的双向定向耦合器通常采用小至6 mm2的封裝,但多倍频程表贴定向耦合器要大得多(图3)。宽带連接器式定向耦合器具有多倍频程的频率覆盖范围,但显著大于表贴器件。

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圖3.連接器式定向耦合器、表貼定向耦合器以及帶定向橋和雙RMS檢測器的ADL5920集成IC

图3还显示了ADL5920评估板,它是一款新型RF功率检测子系统,检测范围高达60 dB,采用5 mm×5 mm MLF封裝(ADL5920 IC位于RF連接器之间)。ADL5920的功能框图如图4所示。

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圖4.ADL5920框圖

ADL5920不是利用定向耦合器來檢測正向和反射信號,而是采用一種專利的定向橋技術來實現寬帶且緊湊的片內信號耦合。要了解定向橋的工作原理,我們需要先回顧惠斯登電橋。

惠斯登電橋

定向桥的概念基于惠斯登電橋(图5),即在平衡时产生的差分电压为零。在惠斯登電橋中,两条支路之一中的一个电阻是可变的(R2),而另外两个电阻(R1和R3)是固定不变的。总共有四个电阻——R1、R2、R3和Rx,其中Rx是未知电阻。如果R1 = R3,那么当R2等于Rx时,VOUT = 0 V。当可变电阻具有合适的值,使得电桥左右两边的分压比相等,从而在产生VOUT的差分检测节点上产生0 V差分信号时,认为电桥处于平衡状态。

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图5.惠斯登電橋

單向橋

图6是單向橋原理图,非常好地解释了这种器件的基本操作。首先要注意的是,定向桥需要针对特定Zo进行設計,并将插入損耗降至最低。如果RS = RL= R = 50Ω,则电桥的检测电阻为5Ω,这样插入損耗(<1dB)与信号检测便实现了良好的折衷。从负载回头看来计算ROUT,得到精确的50Ω端口阻抗,而计算RIN将得到50.8Ω端口阻抗(|Γ| = 0.008;RL = –42 dB;VSWR = 1.016)。如果在RFIP施加图示信号,由于RIN约为50Ω,所以RFIP处的电压约为电源电压的一半。暂时假定RFIP处的电压等于1 V,则RFOP处的电压约为0.902 V。

该电压进一步衰减10/11 = 0.909,使得差分放大器的负输入为0.82V,所得差分电压为(1 – 0.82) = 0.18 V。电桥的有效正向耦合因子(Cpl)为

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(1)

就電橋而言,平衡意味著當信號反向施加時(RFOP至RFIP),VFWD檢波器(或Cpl端口)在理想情況下將看到零差分電壓,而當信號正向施加時(RFIP到RFOP),看到的將是最大信號。爲了在這種結構中獲得最大的方向性,精密電阻最重要,因此將其集成是很有益的。

在單向橋中,为了确定计算損耗所需的隔离,需要翻转器件,然后将输入信号施加于RFOP。在这种情况下,电桥是平衡的,差分放大器的正负输入相等,因为相同的分压比0.909 = (10R/(10R + R) = (R/(R+0.1R))导致差分电压(V+减V-)= 0 V。

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图6.简化單向橋電路图

雙向橋

图7是雙向橋的简化图,与ADL5920中使用的类似。对于50Ω环境,单位电阻R等于50Ω。因此,电桥的检测电阻值为5Ω,而两个分流网络的电阻值均为约1.1 kΩ。

這是一個對稱網絡,因此當RS和RL也等于50時,輸入和輸出電阻RIN和ROUT相同且接近50Ω。

當源阻抗和負載阻抗均爲50Ω時,內部網絡的歐姆分析告訴我們,與VREV相比,VFWD將相當大。在實際應用中,這對應于從信號源到負載的最大功率傳輸。這導致反射功率很小,進而導致VREV非常小。

接下來,我們考慮如果RL爲無限大(開路)或零(負載短路),會發生什麽情況。在這兩種情況下,如果重複歐姆分析,我們會發現VFWD和VREV大致相等。這反映了一個實際系統在開路或負載短路情況下,正向和反射功率相等。下面將對這些情況進行更詳細的分析。

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图7.简化雙向橋電路图

VSWR和反射系數

在网络分析中对误差进行全面分析太复杂,超出了本文的范围,但我们想在这里概述一些基本概念。Marki Microwave撰写的應用笔记“方向性与VSWR測量”是一篇出色的文章,可供参阅1。

行波是描述傳輸線路上電壓和電流的重要概念,因爲其是位置和時間的函數。傳輸線路上的電壓和電流的一般解包括一個前向行波和一個反向行波,它們是距離x的函數2。

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(2)

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(3)

在等式2和等式3中,V+(x)表示向負載行進的電壓波,而V–(x)表示由于失配而從負載反射的電壓波,Z0爲傳輸線路的特征阻抗。在無損傳輸線路中,Z0由以下經典方程定義:

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(4)

傳輸線路的最常見Z0爲50Ω。如果這樣的線路用特征阻抗端接,那麽在50Ω信號源看來,它是一條無限長線路,因爲沿著線路行進的任何電壓波都不會産生可以在信號源或線路上任何其他地方檢測到的反射。但是,如果負載不是50Ω,那麽沿著線路會産生一個駐波,這是可以檢測到的,其由電壓駐波比(VSWR)定義。

更一般地,反射系數定義爲:

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(5)

其中Γ0爲負載反射系數,γ爲傳輸線路的傳播常數。

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(6)

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(7)

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(8)

R、L、G和C分別爲傳輸線路單位長度的電阻、電感、電導和電容。

損耗(RL)是反射系数(Γ)的负值,以dB为单位。这点很重要,因为反射系数和回波損耗经常被混淆而互换使用。

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(9)

除了上述负载失配以外,回波損耗还有一个非常重要的定义,即根据阻抗不连续处的入射功率和反射功率来定义,如下所示:

image.png(10)

其广泛用于天线設計。VSWR、RL和Γ0的关系如下:

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(11)

 image.png   (12)

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(13)

式14和式15分別代表駐波電壓的最大值和最小值。VSWR定義爲波上最大電壓與最小電壓之比。線路上的峰值電壓和最小電壓分別爲:

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(14)

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(15)

例如在50Ω传输线路中,如果前向行进电压信号的峰值幅度A = 1,并且线路与一个理想负载匹配,则|Γ0| = 0,没有驻波(VSWR = 1.00),线路上的峰值电压为A = 1。但是,如果RLOAD为100 Ω或25 Ω,那么|Γ0| = 0.333,RL = 9.542 dB,VSWR = 2.00,|V(x)|max = 1.333,|V(x)|min = 0.666。

图8是图7的副本,但所示信号采用默认正向配置,并且指示了行进功率波,参考平面位于负载。在低频时,波长相对于物理结构而言较长,电压和电流同相,電路可以根据欧姆定律来分析。

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图8.带信号的简化雙向橋

端口定義如下:輸入端口(端口1)爲RFIP,輸出端口(端口2)爲RFOP,耦合端口(端口3)爲VFWD,隔離端口(端口4)爲VREV。由于結構是對稱的,當信號在ZL處反射或施加于RFOP時,端口反轉。

在负载匹配且发生器电压连接到端口1 (RFIP)的情况下,ZS = ZL = Z0 = R = 50 Ω,

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(16)

 image.png(17)

VL/VS+为插入損耗LI或IL,单位为dB。

image.png(18)

0.1×R主線路電阻任一側的兩個並聯支路的衰減因數爲:

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(19)

图8中的|VREV|和|VFWD|公式显示了正向施加信号时的电压值。这些公式指出了简化原理图的基本方向性限制,原因是隔离端口的抑制性能(33 dB)不理想。

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(20)

从图8中可以看出,线性域中雙向橋的方向性由下式确定:

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(21)

这表明:为了提高方向性,α需要等于插入損耗L1。

在矽片中,峰值方向性通常比簡圖表明的要好(圖9)。

如果ZL不等于ZO(正常情況下),則耦合和隔離端口電壓(複數)將爲:

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(22)

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(23)

其中,VS+是端口1(節點VS)處的正向電壓,VL-是端口2(節點VL)處負載的反射電壓。Θ是反射信號的未知相位,

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(24)

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(24)

用(24)代替(22)和(23)中的VL-,並用(21)簡化結果,另外

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(25)

導致輸出電壓非常複雜。

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(26)

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(27)

從(26)和(27)可以看出,當DL>>1時,

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(28)

在ADL5920中,电压VREV和VFWD分别通过两个60 dB范围的线性dB RMS检测器映射到电压VRMSR和VRMSF,分别为(VISO/VSLP)和(VCPL/VSLP)。所以器件的差分輸出VDIFF(单位为dB)表示

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 (29)

其中检波器斜率VSLP约为60 mV/dB。

使用(28)中(29)的電壓到dB映射,

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 (30)

並在式30中使用式9,得到:

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(31)

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(32) 

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图9.ADL5920方向性与频率的关系输入电平为20 dBm。

图10显示ADL5920被正向驱动时正向功率检测RMS检测器的响应。每条曲线对应于所施加的特定功率水平下輸出电压与频率的关系。曲线停止在10 MHz,低至9 kHz的频率下的操作已得到验证。图11中,相同数据表示为輸出电压与输入功率的关系,每条迹线代表不同的频率。

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圖10.多種輸入功率水平下正向路徑檢測器的典型輸出電壓與頻率的關系

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圖11.多種頻率下正向路徑檢測器的典型輸出電壓與輸入功率的關系

当ADL5920的RFOUT引脚用一个50 Ω电阻端接时,不应有反射信号。因此,反向路径检测器不应该会记录任何检测到的反向功率。但是,由于電路的方向性是非理想的,会随着频率变化而滚降,所以反向路径中会检测到一些信号。图12显示了在500 MHz频率下,当扫描RFIN且RFOUT用50Ω电阻端接时,正向和反向路径检测器测得的电压。这些迹线之间的垂直压差与电桥的方向性直接相关。

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图12.VRMSF和VRMSR輸出电压与输入功率的关系,500 MHz,电桥从RFIN驱动,RFOUT端接50 Ω。

图13显示了改变负载对正向功率測量的影响。将规定的功率水平施加于RFIN输入,RFOUT上的负载回波損耗从0 dB变化到20 dB。正如预期的那样,当回波損耗在10 dB到20 dB范围内时,功率測量精度非常好。但随着回波損耗降低到10 dB以下,功率測量误差开始增加。值得注意的是,回波損耗为0 dB时,误差仍在1 dB范围内。

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圖13.測得的正向功率与施加的功率和负载的回波損耗之间的关系,在1 GHz下測量。

图14中,ADL5920用于測量负载的回波損耗,频率同样为1 GHz。将一个已知回波損耗施加于RFOUT端口。測量VRMSF和VRMSR,并反推回报損耗。

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图14.测得的回波損耗与施加的回波損耗和RF功率的关系,在1 GHz下測量

关于此图,有几点需要注意。首先,可以看到,随着回波損耗的改善,ADL5920測量回波損耗的能力下降。这是因为器件具有方向性。其次,请注意測量精度如何随着驱动功率下降而降低。这是因为ADL5920板载RMS检测器的检测范围和灵敏度有限所致。第三点与迹线中的明显波纹有关。这是由于每次測量都是在单一回波損耗阶段进行的。如果在所有回波損耗阶段重复測量,则会产生一系列曲线,其垂直宽度将大致等于波纹的垂直宽度。

應用

凭借在線測量RF功率和回波損耗的能力,ADL5920可用于多种應用。其小尺寸意味着它可以置身于许多電路中,而不会对空间造成太大影响。典型應用包括在線RF功率监测(RF功率水平可高达30 dBm,其中插入損耗不重要)。回波損耗測量功能通常用于需要监测RF负载的應用。这可以是一个簡單的電路,用于检查天线是否遭到损坏或断裂(即灾难性故障)。但是,ADL5920也可在材料分析應用中測量标量回波損耗。这最适合频率低于大约2.5 GHz的應用,其中方向性(从而測量精度)大于15 dB。

ADL5920评估板有两种外形尺寸,如图15所示。左侧所示为传统评估板,检测器輸出电压可通过夹式引线和SMA連接器提供。该评估板还包含一条校准路径,可用于校准FR4板的插入損耗。

右侧所示的评估板集成度更高,包含一个4通道12位ADC (AD7091R-4)。此评估板可连接ADI公司的SDP-S USB接口板,其包含的PC软件可计算RF功率和回波損耗,以及执行基本功率校准例行程序。

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圖15.ADL5920評估板選擇

參考文獻

1Doug Jorgesen和Christopher Marki。方向性与VSWR測量:了解回波損耗測量。Marki Microwave,2012。

2Guillermo Gonzalez。微波晶体管放大器分析与設計。Prentice-Hall,1984。

3Eamon Nash。“理解、操作并实现基于二极管的集成式RF检波器接口。”ADI公司,2015年11月。

致謝

感谢Steve Boyle提供深思熟虑的分析和建设性意见,感谢Rob Hicks创建评估板。此外,我们永远感谢Peter Kearney所做的全部測量工作。

Eamon Nash [eamon.nash@analog.com]是ADI公司應用工程总监。他已在ADI公司工作28年,担任过涉及混合信号、精密和RF产品的不同现场應用支持和工厂职位。他目前在ADI公司的RF产品部门工作,专注于RF功率測量、相控阵雷达和毫米波成像。他拥有爱尔兰利默里克大学电气工程学士学位。

Eberhard Brunner [eberhard.brunner@analog.com]是ADI公司资深設計工程师,拥有加州大学伯克利分校电气工程学士学位(1988)和俄勒冈研究所电气工程硕士学位(1995)。他还是圣克拉拉大学的校友。从加州大学伯克利分校毕业后,他曾在微波无线电公司Harris Farinon担任调制解调器設計工程师。1991年,他搬到俄勒冈州,加入ADI公司西北实验室,向ADI研究员Barrie Gilbert汇报工作。从那时起,他一直担任技术员和應用工程师,主要从事設計工作,同时提供产品工程和营销支持。他的专长领域是非线性模拟設計、RF功率检测、医学成像和微波設計。他目前在加州圣巴巴拉的以太网供电(PoE)設計部工作。他拥有10项已授权专利。



關鍵詞: RF 測量 回波 功率

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